g34 Valve technik
Rörteknikk

A. Antenna topics
B. Amateur radio and related equipment
C. Amateur radio experiments (technical topics)
E. WW2 German electronic surplus equipment
F. Surplus equipment
g30. Miscellaneous equipment, BC and audio
g31. Miscellaneous equipment, BC and audio
g36. Radio communication receivers
g43 RTTY and telex equipment
g44 Telephone equipment
g57. Clandestine equipment made during WW2
L. VLF technik
M Measuring equipment
61. Boatanchors I
62. Boatanchors II

This page is under editing and some notes may be redundant, now
it is a mixture of Norwegian, German and English language text.

a) English: Application of valves. (AR 9+10/95)
A demanded shortwave BC receiver

BC mottakere er ofte betraktet litt nedlatende av radioamatører. Ankepunkter er at de ikke har HF trinn og derfor
dårligere følsomhet og speilfrekvensdempning enn amatørutstyr, frekvensinnstillingsnøyaktighet er ofte dårlig, de
mangler også BFO, men det siste er et mindre problem. Det ga en aha-opplevelse å bla gjennom skjemaene fra
Norsk radiohistorisk forening og lage litt statistikk over bruk av rør til HF og MF trinn.
Minst 8 serier mottakere har HF trinn. Anvendte rørtyper i HF-trinn er: AF3, DF91, EF8, EF9, EF13, EF22 og EAF42.
Noen mottakere har uavstemt HF trinn med liten forsterkning, men det hjelper på dempning av oscillatorstråling.
Enkelte batterimottakere har ekstra uavstemt MF forsterkertrinn. I en klasse for seg kommer Vega Clipper'supere
og Huldra 4 [litt.4]. Den siste har skikkelig roterende spolesentral, men dessverre dekker den ikke 20m. AGA lagde
også mottakere med HF trinn (EF13, EF22 og UF21), de var populære blant DX'ere i Sverige. En kortbølgelytterklubb
i Göteborg har Huldra 4 som sin favoritt. Bruktprisen har alltid vært ganske høy. Den har EAF42 i HF og EBF89 i MF -
en noe underlig blanding av rørtyper, kanskje de hadde mange EAF42 å bruke opp (?). En kan undres over hvorfor
Tandberg (med unntak for 5Y3 likeretter og 6E5/6U5 trolløye) ganske konsekvent brukte vanlige europeiske mottakerrør,
mens Radionette (og andre) i tiden 1937-1950 brukte en god del amerikanske rør. Mange mener at Philips laget de beste mottakerrørene.

Andre finesser.

Philips sort-hvitt TV apparater hadde tradisjon for å bruke LF utgangsrør som ekstra Lyd-MF forsterker. I WS38 brukes
MF røret også til LF forsterker, det er dessuten modulator ved sending. MF røret i Torn.Fub1 brukes også til modulator,
og mange andre transceivere har faktisk lignende koplinger. RX oscillator rør i WS38 skiftes i frekvens under sending
(skjermgitterspenning økes for kraftigere oscillasjon) og brukes til å drive PA-rør. Torn E.b. mangler litt LF forsterkning,
men det passet ikke å bruke noen av HF rørene til ekstra LF forsterker, en må bruke et ekstra DAF91 eller DAF96.
Kw.E.a har ekstra MF forsterker for AGC. Det samme er brukt i Collins 51-S, men 51-S er ikke god på SSB fordi den
mangler forskjellige AGC tidskonstanter for forskjellige modes (jeg hadde en RX fra 1975), det har KwEa, BC348,
Drake 2-B og mange andre mottakere.

RF and IF amplifier design

Mindre kjente problemer med radiorør.

Inngangskapasiteten for et radiorør kan variere endel (2,5pF på 10,7MHz for EF89) med AGC spenningen.
Det kan lage problemer for avstemte kretser (10,7MHz) med lav kapasitet. For å forhindre dette kan en bruke en
uavkoplet katodemotstand (100 ohm er optimalt), Huldra 8 og 9 har 68 ohm. EF183 (video MF) har i ugunstig
kopling 4pF variasjon på 50MHz, men kan reduseres til +/-0,1pF. EF89 og 6BA6 var efter en tabell i (1) de beste
rørene til MF forsterkere i kommunikasjonsmottakere. En annen måte å redusere kapasitiv effekt på avstemte kretser
er å kople AGC spenningen inn på fanggitter, det er brukt i MF på Huldra 4 (med EBF80), men AGC-reguleringen
blir vesentlig dårligere enn ved kopling på styregitter.

English: Influence from detuning in grid circuit of an IF pentode EF89/6DA6 dependent on
un bypassed cathode resistor. Handbuch für Hochfrequenz- und Elektro-Techkniker IV Band (1957) pp397:

IF/RF amplifier design
Maximum possible gain

Enda et problem er at det er en grense for hvor mye forsterkning og anodeimpedans en kan ha i et trinn før en får selvsving.
Enda en erfaring fra 1961 med min Hallicrafter S40A, jeg tenkte å trimme den litt og MF-forsterkeren gikk i selvsving.
For å kunne trimme til optimal selektivitet må 455kHz MF forsterkertrinnene antakelig nøytraliseres. Maksimal utnyttbar
forsterkning (uten nøytralisering) er gitt av anode-gitterkapasitet inne i røret og i sokkelen, steilhet og frekvens.
Rør med miniature sokler får litt mere tillegg til indre kapasitet enn novalrør. Tabell 220 viser noen utregninger for
kritisk forsterkning (fra G1 til anodekrets) og kritisk anodeimpedans ved noen frekvenser, det er 5 gangers margin
mot selvsving. For et HF trinn med 50 ohm antennetilkopling får en 5-6 ganger større forsterkning fra antenne til anodekrets.
Med EF85 (EF80, EF183, EF184) brukt i 455kHz MF må en velge lavere Q-verdi i anodekretsen og det gir
dårligere selektivitet. Se tabell 220.
Det skal være en optimal måte å kople avkoplingskondensatorer for anodekrets og G2, men jeg har ikke fått helt
fatt på det. Koplinger av MF-forsterkere i forskjellige BC- og TV-mottakere tyder på det. Enkelte konstruksjoner i
eldre OZ hadde lignende koplinger, uten at jeg har sett noen forklaring på det, men jeg har funnet en anvisning for
hvordan MF forsterker med EBF89/EF89 kan nøytraliseres.
Med lav +UG2 er det liten margin før det går gitterstrøm (G1), gitterforspenning må velges lav for å få nok strøm i røret.
Dette brukes i FM mottakere for å få begrenservirkning (f. eks. Huldra 9). Det er et problem med HF trinn i Heath-Kit
SB-300/301. Ved å bruke høyere skjermgitterspenning kan en øke katodemotstanden, røret får større forspenning
ved samme anodestrøm, og en unngår problemer med ulinearitet i styregitterkretsen. Noen hevder også å ha forbedret
mottakeren ved å kople G1 direkte til PRESELECTOR-krets, men en mister AGC-styring av HF-trinnet.

tabell 220. Maksimal 'trygg' anodeimpedans og forsterkning for noen rør.

Basic figures for IF-amplifiers
DF96=1AJ4, DF97=1AN5, EF85=6BY7, EF89=6DA6, EF93=6BA6, ECH81=6AJ8
v=voltage gain
Handbuch für Hochfrequenz- und Elektro-Techkniker IV Band (1957)(pp390)

How good are pre-war RF valve types (6K7 = EF39)

Når en ser tilbake på hvor 'elendige' rør en hadde for 50-60 år siden, kan en undre seg over om det var mulig å
høre noe som helst. Vi er proppet fulle av ideer om moderne teknikk uten å reflektere over om hva en trenger. I
Drake 2-B er brukt 6BZ6 HF trinn med svært reduserte data: 2mA anodestrøm og 0.7mA skjermgitterstrøm.
En oppnår noe bedre egenskaper enn med et 6K7, og sparer 10mA strøm. Allikevel ble Drake kjent som
banebrytende for å lage mottakere med god følsomhet. Det er interessant å undersøke nærmere. 6K7 (=6D6)
er utviklet rundt 1935. Noen europeiske HF-rør fra denne tiden er EBF2, EF1, EF2, EF6, EF8, EF9 (=EF39),
KF1, KF2, RV2P800, RV12P4000 etc.
Jeg koplet opp en 14MHz forsterker med et velbrukt 6K7. Røret har +115V på anode og skjermgitter
(endel lavere anodespenning enn ARRL håndbok anno 1948 sier), det trakk noe mindre strøm enn oppgitt i
rørdata, power gain var ca 16dB (ca 30dB spenningsforsterkning fra antenne til anodekrets). De viste
komponentverdienene passet bra for EF39, selv om dette skal ha lavere anodestrøm og gitterforspenning
(EF9=EF39 har høyere steilhet og mye lavere ekvivalent støymotstand). Forsterkeren ble testet ved å kople
den inn foran min FT-902. På FM (15kHz båndbredde) målte jeg 20dB quieting med 0,3uV. Uten forsterkeren
målte jeg 0,14uV. Forsterkeren forverret 'bare' følsomheten med 7dB. Med SSB-filter kunne jeg fremdeles lese et
CW signal på 0,03uV. HF trinn med 6K7 gir god nok følsomhet opp til 14MHz, men en trenger 2 HF trinn for å få
nok forsterkning foran mixer. På 10m får en bare 9dB gain fra gitter- til anodekrets, og klarer 20dB quieting ved 0.5uV.
Begge rørtypene var like dårlige. En tanke mere forsterkning får en vel med 250V anodespenning(?), anodekretsen
kunne også ha høyere impedans, det vil den ha om den efterfølges av en forsterker eller en mixer, men når en skal ta
ut signalet til en 50 ohm krets blir det mindre å hente. Kanskje en Hi-Q krets ville hjelpe?
Med en etterfølgende dårlig mixer blir det fort problemer på høyeste frekvenser, men det har undret meg om ikke
mange har skutt langt over mål ved å bytte ut inngangsrør med høysteile pentoder som 6AH6, 6AK5, EF42, EF43
og EF85 på lavere frekvenser? Gamle mottakere hadde ofte elendig selektivitet, og en kunne vinne mye på å enkle tiltak.
Q-multiplier er en enkel og lite problematisk løsning på forbedring av selektiviteten.
Med moderne rør blir design av inngangskretsene mindre kritisk å gjøre helt riktig; en kan få høyere forsterkning på
kritiske bånd (10, 12 og 15m), på de andre båndene velger en et LC-forhold som gir lavere gain (jfr. Drake 2-B).
Med gode antenner har en bruk for 12dB mere følsomhet på 10m enn på 80m, men uten å ta spesielle forholdsregler
kan det lett bli til at en får lite forsterkning på 10m og altfor mye på lavere frekvenser (ca 20dB mere gain på 80m
enn på 10m). Hvis mottakeren har optimal forsterkning på 80m, mangler den ca. 32dB for å være optimal på 10m.
Vi ender helst opp med det kjente dilemmaet at mottakeren blir lett overstyrt på 80 og 40m. Et annet vanlig problem
med rør i sendere er at det er litt knapt med forsterkning og altså for lite å gå på. Det er ofte veldig vanskelig å finne
ut hvor en kan hente forsterkning ved rørbytte eller trimming. Enkelte sendere har ganske kritisk lav forsterkning på 80m.



Fig 220-c1 14 og 28MHz testforsterker med EF39 eller 6K7.

Begge spolene er viklet på amerikanske keramiske former med jernkjerne (slug-tuned).

Cascode-amplifier for RF stages

Cascodeforsterkeren [litt.9] ble oppfunnet av Wallman, Macnee og Gadsden i USA i 1944, og i løpet av krigen
ble alle amerikanske radarmottakere bygget med eller modifisert til å bruke denne koplingen. Den ble første gang
sivilt omtalt i Proc. IRE 1948, June pg. 700, senere omtalt brukt i 2m converter av DL3WP Hans Wetzel [13]
(oversatt til AR nr 10/50), og i RSGB Bulletin først i 1959! I [9] er vist omfattende beregning. Cascodeforsterker
med ECC84 (eller ECC85) kan gi 2-3dB støytall på 2m, det er bedre enn utstyret til mange VHF DX amatører selv idag.
Den ble utviklet til 30MHz lavstøy MF forsterker (NF=1,35dB) for alliert radar. Det var mer enn 2dB bedre enn alle
andre koplinger som tidligere var testet.
Det har vært veldig vanskelig å finne ut om hvilken suksess radioamatører har hatt med koplingen. Noen påstår at en
fordel er at den ikke trenger nøytraliseres, andre har erfaring for at nøytralisering er viktig og gir merkbar forbedring.
Spole mellom første anode og neste katode gir 2-3dB forbedring i følsomheten. De aller fleste amatørkonstruksjoner
jeg har sett mangler denne spolen! Spolen er for impedanstilpasning (pi-ledd med rør og spredningskapasiteter).
1/2 ECC85 (triode) i jordet gitterkopling kan gi 2,6dB støytall (hvilken frekvens?). Nuvistorer (4-5dB støyfaktor på 2m)
er dårligere. Ameco 2m converter brukte cascodekopling.




The twin-triode ECC84/6CW7 is, although i has been obsolete for 40 years, possibly the most interesting cascode
amplifier valve, since it will operate on much lower supply voltage than any other type. It will draw 6mA with -1v
grid voltage with only 50v anode voltage, and 3.5mA anode current with -2V grid voltage on 60V. So it is probably
the best type to look for if you should want to try cascode alternative for Drake 2-B, R-4C, Heathkit SB-300 or
Collins 51-S or similar receiver with low anode supply voltage.

DL3WP Wallman 144MHz converter using cascode amplifier. DARC-CQ/QRV (nr 8/1950), AR nr okt. 50

German Zwischenbasis-type-VHF-amplifier was first described by Cantz in Telefunken Mitteilungen in 1953.
FM-tuner for Tandberg Sølvsuper 7 (1958) med Zwischenbasis-inngangsforsterker og mixer (ECC85).

DK3UZ, Edmund sent me a note from Meinke/Grundlach: "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik".
ZB amplifier is better around 100MHz than grounded grid or grounded cathode amplifiers. If the circuit is
centertapped between grid and cathode feedback reactance "Cag" is avoided, and one gets a noise-matched
amplifier which also operates on the resonnance frequency. Resonnance frequency is kept even when the stage
is nearly cutoff from AGC voltage. If a tap closer to the cathode is chosen, noise- and impedance-matching will
be possible simultaneously. Stgein, LA7MI made a 45MHz ZB-amplifier using E310 with 1.1dB NF and 20dB
return loss, an extra device was used to form a cascode. Power gain 20dB.
It is not seen any indications that it has been used in America, but my BC-set diagrams may seem to indicate that it
was used in Europe for 10 year period.
The circuit shown was found in a series of Tandberg Receivers, this is copied from the Sölvsuper, anno 1962.
TV-tuners only seem to use the cascode type amplifier.

"Zwischenbasis" quoted by DK3UZ:

   Karl Schultheiss, DL1QK, mentiones this type of circuit in his book
"Der Ultrakurzwellenamateur" (1959). Shown are circuits of three vhf
front-end stages.
.....
       Der symmetrische Eingangsverstaerker (Zwischenbasis-Schaltung)

   Der symmetrische Eingangsverstaerker wird durch Gitter und Kathode
gegenphasig gespeist (s. Abb. 76). Dadurch bleiben von der Antennen-
zuleitung aufgenommene Stoerungen ohne Wirkung. Die Schaltung stellt
ein Mittelding dar zwischen Kathodenbasis- und Gitterbasisschaltung,
weshalb sie auch Zwischenbasisschaltung genannt wird. Der Eingangs-
widerstand re einer Roehre ist in dieser Schaltung gleich 2/S, also
doppelt so gross wie in der Gitterbasisschaltung. Die Empfindlichkeit
ist -gleiche Roehren vorausgesetzt- ebenfalls etwas groesser. Trioden
muessen neutralisiert werden (Cgk und Cak muessen gleich gross werden).
Da die Kathode "hoch" liegt, muessen die Heizleitungen verdrosselt
werden.

   Unter der Voraussetzung, dass die Spule L1 genau in der Mitte an-
gezapft ist, ist der Eingangswiderstand ebenso wie bei der Gitterba-
sisschaltung praktisch frequenzunabhaengig; dadurch wird diese Schal-
tung um so guenstiger gegenueber der Kathodenbasisschaltung, (bzw. der
nachfolgend beschriebenen Cascodeschaltung mit Kathodenbasis-Eingangs-
stufe), je kleiner der Eingangswiderstand re in Kathodenbasisschaltung
bei hoeher werdender Frequenz wird.

   Die Spule L1 ist ganz unkritisch, da sie durch re und die Antenne
stark bedaempft wird. Es genuegt eine Ueberschlagsrechnung, so dass
sie mit Cgk auf der Eingangsfrequenz in Resonanz liegt. Eine weitere
Trimmung ist praktisch ueberfluessig. Rauschanpassung und Leistungs-
anpassung (s. S. 126) fallen bei dieser Schlatung zusammen. Auch
laesst sich auf dem 2m-Band noch die EF42 verwenden, die zwar auch
einen kleinen aequivalenten Rauschwiderstand Raeq besitzt, aber deren
re in Kathodenbaisschaltung nach Abb. 68 schon sehr klein wuerde.

Zwischenbasisforsterker (enkel triode).

FM-tunere i norske mottakere har omtrent like mange koplinger med jordet gitter som 'Zwischenbasisforsterker',
trolig heller fordi hele tuneren kan lages med et enkelt ECC85 [1], enn for å gjøre de så følsomme som mulig. DL1QK
omtaler de samme koplingene i 1959 [15]. I Zwischenbasiskopling (heter også det på engelsk!) ble spolen midttappet
og signalet går på til gitter og katode, senere ble tappingen nærmere katoden, den inngikk i en nøytraliseringskopling.
Den gir høyere inngangsimpedans på røret og bedre følsomhet enn jordet gitter. Koplingen stammer angivelig fra
Telefunken og er omtalt i Mitteilungen fra 1952(?).
FM-tunere kom først med jordet-gitterforsterkere, senere (fra ca 1955) endret fabrikantene etterhvert til
zwischenbasiskopling. Den nye koplingen gir mindre forsterkning, men er lettere å få til. Koplingen er brukt til 2m
convertere i UKW-Berichte 2 ganger (DJ2LR i 1964 med germaniumtransistor og DL6HA i 1968 med BF244 FET).
Radionette brukte bare jordet-gitter-forsterkere. Cascodeforsterkere ble brukt i VHF TV tunere til i slutten av 60'tallet.
Tidlige TV tunere var uten nøytralisering, men senere ble det vanlig. Senere kom beam-triodene, (PC97 og PC900) de
har mindre tilbakevirkning fra anode til gitter. Om de var bedre eller bare billigere å kople opp kan en lure på, kanskje
konstruktører fra forskjellige radiofabrikker kan fortelle begrunnelse for sine løsninger?
I oktober 95 kom det et hyggelig brev fra LA7MI: En ting som ikke kom tydelig frem i artikkelen er at dette er en
kopling hvor man samtidig kan oppnå impedanstilpasning på inngangen og lav støyfaktor. Ved andre koplinger oppnår
en enten impedanstilpasning eller lav støyfaktor, men ikke samtidig! Han har brukt en zwischenbasiskopling med
E310 FET og fått 1,1dB støyfaktor og 20dB return loss på 45MHz.

Det var frustrerende å lese gjennom mangfoldige artikler og amatørhåndbøker med tåkeprat - uten sammenlignbare resultater,
men en interessant artikkel er skrevet av I1ABR (AR nr 11/51), oversatt fra Radio Rivista. Bra gjennomtenkte konstruksjoner
fant jeg i OZ. Kanskje noen kan gi meg en ordentlig oversikt over støytall og forsterkning på 2m for forskjellige koplinger?
LA5QEA nevner at han netopp målte en 2m cascodeforsterker med ECC88 fra 1965, den har 3dB støytall, den var laget uten
bruk av nøyaktige instrumenter (PCC189 er vel bedre enn ECC88/E88CC/CCa/PCC88). G3VA nevner i litt. 11 at
cascodeforsterker med 2x 6CW4 hadde 4-5dB støyfaktor. 1/2 ECC85 i jordet katodekopling har 5,7dB støytall.
Til HF kan en forenkle cascoden, nøytralisering kan unnværes, spole mellom anode/katode kan optimaliseres for
høyeste frekvensbånd og vil gi bra nok resultat på lavere frekvenser, på de lavere frekvensene trenger en allikevel
ikke så god følsomhet. G2DAF brukte kaskode i inngangstrinn i den berømte mottakeren som første ble beskrevet i 1960.

Zwischenbasisschaltung described by DJ2LR Ulrich Rohde in UKW-Berichte nr 1/64 pp1-3, for a 2m converter using
GM290 (Texas Instr.) or AF139 (Siemens) with total noise figure of 2.0kTo. DL6HA constructed a 2m converter with
ZB-type JFET amplifier and published it in UKW-Berichte in 1968. These are the only few transistor circuits seen
using this technique until mid 1990's.

The basic low-noise, high-intercept-point amplifier with gate-source feedback and using the discontinued
Siliconix VMP4 power FET as implemented by W4ZCB. To minimise leakage inductance, the single turn
braid must use brass end plates so the braid can be opened up and pushed into contact with the sides of the
hole in the binocular core. However, reasonable results can be obtained with just the braided with enamel
inside and no end plates. (Reference 3)

ZB-references:
1) Zwischen-Basis amplifier with J308 2) G3SBI Radcom TT Dec 95 pp70-71
2) Zwischen-Basis cascode-amp. with J310 1) G3SBI Radcom TT May 95 pp60
3) Zwischenbasis amplifier W4ZCB and G3SBI Radcom TT Sept 96 pp70-71
4) Zwischen-Basis JFET amplifier 4) G3SBI Radcom TT Sep 98 pp 58-59
5) ZB: Transistor-Konverter für 145MHz DJ2LR UKW berichte 1/64 pp.1-3

Check more similar notes found in recent Radcom and other magazines

Stein Torp, LA7MI made some calculation to find the formula to calculate the input impedance
for a known fet (20mmho) with different turns ratios, where (for simpler calculation) the source
is tapped 1 turn from center tap, and the gate winding is varied.



He sent me a letter where he shows how to find the expression, but I haven't found all the proper symbols,
so here is shown only the conclusion.
(2003.05.31 LA7MI)

BACK

Last update: 2004.07.11